今天，對于新IC元器件和技術的需求依然以令人吃驚的速 度增長。商業和國防工業是需求增長的主要刺激因素。目 前涉及半導體行業的大部分新規格都圍繞著降低尺寸 (size)、重量(weight)和功耗(power)而展開——即SWaP。在 半導體行業，我們通過不斷改進的技術以及更巧妙的設計 來滿足這些要求。然而，性能也是關鍵需求，尤其是GSPS 領域的數模轉換器(DAC)技術。為了跟上這一步伐，人們 常常忽略了關鍵的模擬輸出匹配網絡。
為了提供更高的清晰度，通常認為高頻是超過1 GHz的頻 率，高速是超過1 GSPS的速度；更重要的是，最終用戶可 能會在DAC之后集成一個放大器，因此可用信號便不那么 依賴于信號電平，而更多地依賴噪聲和保真度。本文將討 論匹配元器件及其互連， 并在選擇變壓器或巴倫，以及涉 及到應用連接配置技巧時重點關注關鍵規格。最后，本文 將提供一些思路和優化技巧，說明在GHz區域工作的DAC 如何實現寬帶平滑阻抗變換。
背景信息
DAC用途廣泛；最常見的用途包括：商業和軍事通信中的 高頻復雜波形生成、無線基礎設施、自動測試設備(ATE) 以及雷達和軍用干擾電子產品。系統架構師找到合適的 DAC后，必須考慮輸出匹配網絡，以保持信號結構。元件 選型和拓撲較之從前更為重要，因為GSPS DAC應用要求工 作在超奈奎斯特頻率下，此時所需的頻譜信息位于第二、 第三或第四奈奎斯特區。
預備知識
首先讓我們來考察DAC的作用，及其在信號鏈中的位置。 DAC的作用很像信號發生器。它能在中心頻率(Fc)范圍內 為復雜波形提供單音。以前，Fc最大值位于第一奈奎斯特 區中，或者為采樣頻率的一半。較新的DAC設計具有內部 時鐘倍頻器，可以有效地倍增第一奈奎斯特區；可將其稱 為“混頻模式”操作。使用混頻模式的DAC自然輸出頻率響 應具有sinX/e^(X2)曲線的形狀，如圖1所示。系統架構師可 參考產品數據手冊，了解元器件性能。很多時候，諸如功 率水平和無雜散動態范圍(SFDR)等性能參數會給出多種頻 率下的數值。明智的系統設計人員可將同一個DAC應用于 上文所述的超奈奎斯特區中。值得注意的是，在較高頻率 下(或較高區域中)預期輸出電平將會低得多，因此很多信 號鏈會在DAC之后集成一個額外的增益模塊或驅動放大 器，以補償該損耗。
圖1. DAC Sinx/x輸出頻率響應與混頻模式的關系
元器件方面的考慮，如選擇輸出巴倫
只有最終用戶設計和測得的最佳性能GSPS DAC才是好器 件。為了最大程度發揮高品質DAC的性能，應當只選用最 好的元器件。必須在一開始就作出重要的電路決定。數據手冊上的DAC性能是否提供了足夠的輸出功率？是否需要 有源器件？信號鏈是否需要從DAC差分輸出傳送至單端環 境？ 是否需要用到變壓器或巴倫？巴倫的合適阻抗比是多 少？本文將重點討論巴倫或變壓器的使用。
選擇巴倫時，應仔細考慮相位和幅度不平衡。阻抗比(電壓 增益)、帶寬、插入損耗和回損同樣也是重要的性能考慮因 素。采用巴倫進行設計并不總是簡單明了。例如，巴倫的 特性隨頻率而改變，這會給預期蒙上陰影。有些巴倫對接 地、布局布線和中心抽頭耦合敏感。系統設計人員不應完 全根據巴倫數據手冊上的性能作為器件選擇的唯一基礎。 經驗在這里能夠發揮巨大作用：存在PCB寄生效應時，巴 倫以新的形式構成外部匹配網絡；轉換器的內部阻抗(負 載)同樣成為等式的一部分。
選擇巴倫時需注意的重要特性有很多，本文不作深入討 論。如需了解這方面的更多信息，以及如何選擇正確的變 壓器或巴倫，請參見本文末尾列出的參考文獻1和2。
目前市場上，Anaren、HYPERLABS、Marki Microwave、 Mini-Circuits和Picosecond作為最佳解決方案，可提供最寬 的帶寬。這些專利設計采用特殊拓撲，允許只采用單一器 件實現千兆區域帶寬擴展，從而提供更高的平衡度。
使用單個巴倫或多個巴倫拓撲時，最后需要注意的一點 是，布局對于相位不平衡同樣具有重要作用。為在高頻下 保持最佳性能，布局應盡可能對稱。否則，走線輕微失配 可能使采用巴倫的前端設計變得毫無用處，甚至使動態范 圍受限。
輸出匹配
依賴頻率的元器件將會始終限制帶寬，如并聯電容和串聯 電感。也就是說，考慮優化而非匹配，可能更為有效。今 天，巴倫的超寬帶寬幾乎不可能“配合”多倍頻程頻譜范 圍。對以上參數的優化則要求對系統的最終用途有深入的 了解。例如，電路是否需要提供最大功率傳輸，而較少考 慮SFDR？或者是否需要最高線性度設計，同時突出SNR和 SFDR而較少考慮DAC的輸出驅動強度？這意味著在應用 中，應當權衡每個參數的重要性。本例中，如圖2所示為AD9129 GSPS DAC輸出網絡。該網絡中的每個電阻和巴倫 都可改變，然而隨著每個電阻值的變化，性能參數也會如 表1所示發生改變。
圖2. AD9129 DAC輸出前端功能框圖
表1. 幾種情形的數據定義
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DAC優化
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巴倫
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R1/R2 (Ω)
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R3/R4 (Ω)
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情形1
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TC1-33-75G2 + (1:1阻抗比)
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DNI
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50
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情形2
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BAL-0006SMG (1:2阻抗比)
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100
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50
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情形3
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BALH-000+SMG (1:1阻抗比)
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100
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50
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讀者需注意，最佳元器件值之間的差異非常小。巴倫元件 具有最大的變化值。下文圖3中的數據顯示DAC寬帶噪聲 輸出模式的優化；DAC只是在全部可用頻譜帶寬中產生信 號音。最初的情形顯示第一奈奎斯特區的可用功率下降， 而第二、第三和第四奈奎斯特區中極有可能出現混疊信號 音。情形2顯示第一和第二奈奎斯特區中的輸出電平增 加，以及較高奈奎斯特區中的可用功率下降。最后，情形 3為最佳情況，看上去在第一和第二奈奎斯特區具有良好 的輸出功率，同時相比情形1，區域3和4中的可用功率保 持在最低水平。
圖3. 寬帶噪聲模式中的DAC性能
圖4和5顯示DAC為單音模式時的記錄數據。圖5顯示多個 奈奎斯特區中不同頻率的輸出功率水平。圖4顯示各種情 形與DAC輸出頻率下的SFDR。讀者應當對參數規劃的權 衡取舍有一個更全面的了解，因為隨著設計過程的展開， 必須理解這些參數并對其優化。顯然，情形1可以通過替 換為帶寬更寬的巴倫解決方案加以改進，即情形2。在第 二奈奎斯特區獲得更高的功率水平和更佳的SFDR。此外， 情形3中采用1:2寬帶巴倫，則改進后的功率水平便得到了 保持，同時進一步改進了系統的SFDR。其它重要發現有： 在1900 MHz附近存在SFDR的“最有效點”。該性能獨立于輸 出元器件，這是因為DAC存在內部阻抗。
圖4. SFDR性能對比
圖5. 輸出功率水平對比
結論
GSPS DAC的最新發展可讓設計人員在發射信號鏈上略過多 個混頻級，直接處理所需的RF頻段。使用GSPS DAC時，必 須仔細考慮輸出網絡。設計高速、高分辨率轉換器布局 時，不容易照顧到所有的具體特性。從DAC輸出差分環境 轉換至單端RF輸出時，必須特別注意巴倫的選擇。另外， 設計GSPS DAC輸出網絡時，必須注意網絡的布局與拓撲； 走線寬度和長度是非常重要的參數，需加以優化。記住， 為了配合特定應用，需要滿足很多參數。
